Расчет импульсного блока питания на UC3842 ©
Содержание
Извините, страница неокончена

ВВЕДЕНИЕ

  1. Общая классификация ИВЭП
  2. АНАЛИЗ И ВЫБОР СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ ИВЭП
  3. АНАЛИЗ И ВЫБОР ОСНОВНЫХ УЗЛОВ
    1. Сетевые выпрямители
    2. Сглаживающие фильтры
    3. Силовые преобразователи
    4. Ограничители пусковых токов
    5. Стабилизация выходного напряжения
    6. Выбор микросхемы
    7. Назначение элементов схемы
  4. ТЕХНИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ШИМ-КОНТРОЛЛЕРА UC3842
    1. Общее описание
    2. Основные электрические характеристики
    3. Работа микросхемы
  5. РАСЧЁТ УЗЛОВ ИСТОЧНИКА ПИТАНИЯ
    1. Расчёт сетевого выпрямителя, сетевого фильтра, выбор транзистора
    2. Расчёт элементов обвязки микросхемы, выходных цепей
    3. Расчёт трансформатора
    4. Расчёт радиатора
  6. ТЕХНОЛОГИЯ ЭЛЕКТРОМОНТАЖА ЭРИ
  7. ОПИСАНИЕ КОНСТРУКЦИИ БЛОКА ПИТАНИЯ
  8. ОРГАНИЗАЦИОННАЯ ЧАСТЬ (не приводится)
  9. ЭКОНОМИЧЕСКАЯ ЧАСТЬ (не приводится)
  10. ОХРАНА ТРУДА НА ПРОЕКТИРУЕМОМ ПРОИЗВОДСТВЕ (не приводится)
    ЗАКЛЮЧЕНИЕ
    СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННЫХ ИСТОЧНИКОВ
ВВЕДЕНИЕ

Все без исключения устройства электронной техники нуждаются в источниках питания. Источники вторичного электропитания (ИВЭП) по своей физической сути являются преобразователями вида и качества электрической энергии. Довольно редко (и только в автономных системах) удаётся осуществить питание всех устройств непосредственно от первичного источника электроэнергии, т. е. от преобразователя неэлектрической энергии в электрическую. В большинстве случаев первичный источник или стандартная сеть по частоте, стабильности или напряжению оказываются непригодными для питания электронных устройств. Поэтому возникает необходимость преобразования электрической энергии.

Класс устройств, преобразующих электрическую энергию, весьма разнообразен и охватывает диапазон мощностей от долей ватта до нескольких тысяч киловатт. Основная задача их проектирования – повышение К.П.Д. при требуемых выходных параметрах. Миниатюризация является одним из направлений развития современной электронной техники. На фоне успехов миниатюризации цифровых и аналоговых устройств преобразования сигналов становится все более заметной недостаточная степень миниатюризации преобразователей электрической энергии и других силовых электронных устройств.

Нельзя оставить без внимания сложившийся десятилетиями взгляд на ИВЭП как на простейшие и второстепенные по значению устройства. Однако жизнь уже доказала, что рассматривать ИВЭП как сочетания простейших элементов: трансформаторов, выпрямителей, сглаживающих фильтров и стабилизаторов непрерывного действия – дальше нельзя, так как объём и масса ИВЭП становятся больше объёма и массы питаемой ими микроэлектронной аппаратуры и существенно падает К.П.Д. Например, К.П.Д. преобразователя малой мощности всегда меньше К.П.Д. преобразователя меньшей мощности. Таким образом, основная задача проектирования – получить максимальный К.П.Д. при минимальном объёме (если это экономически выгодно).

Другими важными вопросами разработки новых типов ИВЭП являются обоснованное определение возможностей полупроводниковых технологии и максимальное его использование для построения ИВЭП и систем электропитания. Полупроводниковые специализированные микросхемы для ИВЭП обладают большими функциональными возможностями при малом объёме, но их энергетические возможности ограничены эти же малым объёмом.

Для реализации принципа импульсного регулирования, согласование уровней питающего напряжения и напряжения на нагрузке, гальванической развязке силовых цепей и построения силовых фильтров остаются необходимыми трансформаторы, дроссели и конденсаторы. Поэтому различные элементы преобразователя электрической энергии нельзя рассматривать отдельно. Для осуществления процессов преобразования энергии одинаково необходимы силовые транзисторы и диоды, специализированные микросхемы, конденсаторы, дроссели, трансформаторы. Элементная база ИВЭП должна рассматриваться, оцениваться и совершенствоваться в комплексе.

В радиоэлектронной аппаратуре массового применения (компьютеры, бытовая электроника) источники питания применяются в основном мощностью от 10 до 200 Вт. В основном применяются одно и двухтактные преобразователи широтно-импульсным контролем (ШИ-контроль). Двухтактные преобразователи чаще применяются в компьютерной технике (компьютеры, факсы, принтеры).

Предпосылкой данной разработки является наличие большого парка телевизоров III и IV поколения, конструкция блоков питания которых неизменна практически с 1985 года и обладает рядом неудачных на сегодняшний день конструкторских и схемных решений. Например, в таких блоках питания как МП-3-3, МП-2 в цепи регулирования использован тиристор. Практика показала, что этот тиристор часто выходит из строя из-за некорректного схемного решения. Есть блоки питания без тиристорного управления (например, МП-41, МП-42), но при попытке модернизации телевизора (например, установка дистанционного управления) такие блоки питания не могут работать в дежурном режиме. Модули питания МП-44 и МП-54 построены на микросхеме К1033ЕУ1. К главным недостаткам этих модулей можно отнести то, что микросхема К1033ЕУ1 без встроенного генератора и работает малом диапазоне напряжений (170В…230В).

1 ОБЩАЯ КЛАССИФИКАЦИЯ ИВЭП

Источники вторичного электропитания (ИВЭП) – это устройства, преобразующие входную электроэнергию переменного или постоянного тока и обеспечивающие электропитанием отдельные цепи, узлы или приборы РЭА.

ИВЭП классифицируются по следующим признакам.

  1. По виду выходной электроэнергии:
    с выходом на переменном токе;
    с выходом на постоянном токе. ИВЭП с выходом на постоянном токе наиболее широко распространены и более сложные.
  2. По выходной мощности:
    микромощные - ? 1 Вт;
    малой мощности – 1…10 Вт;
    средней мощности – 10..100 Вт;
    повышенной мощности – 100…1000 Вт;
    большой мощности - ? 1 кВт.
    В бытовой РЭА применяются источники питания средней мощности.
  3. По способу стабилизации напряжения:
    с непрерывным регулированием;
    с импульсным регулированием.

При стабилизации выходного напряжения с непрерывным регулированием между входом и выходом ИВЭП установлен регулирующий элемент, работающий в линейном режиме, и вся разница между нестабильным входным и выходным напряжением выделяется на этом регулирующем элементе (РЭ), что обуславливает низкий К.П.Д., большие радиаторы и соответственно габариты.

ИВЭП с импульсным регулированием преобразуют постоянное напряжение одного уровня в постоянное напряжение другого уровня, при этом их ключевой элемент работает в режиме ключа, т. е. полностью открыт или закрыт. При открытом ключе DU0, т. е. DP®0, при закрытом ключе IК®0, т. е. DP®0. Таким образом при идеальных элементах h® 1. Это является основным преимуществом импульсных ИВЭП. К недостаткам можно отнести сложность и помехи, излучаемые в эфир и питающую сеть. 4. По виду входной электроэнергии: с питанием от сети постоянного тока, т. е. там, где есть источники электроэнергии постоянного тока (транспортные средства, переносные и носимые устройства, и т. д.); и с с питанием от сети переменного тока.

2 АНАЛИЗ И ВЫБОР СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ ИВЭП
Классическая структурная схема ИВЭП с питанием от сети переменного тока представлена на рис. 2.1.

Рис.2.1 – Структурная схема ИВЭП с питанием от сети

Достоинства такой структуры: простота, высокое качество выходной электроэнергии, малые пульсации; хорошие динамические характеристики; малая величина помех, излучаемых как в сеть, так и в эфир.

К недостаткам следует отнести большие габариты и массу, т. к. трансформатор, элементы L и С работают на низкой частоте 50 Гц или 400 Гц.

По такой структуре построены большинство ИВЭП старых модификаций телевизоров, радиоприёмников и магнитофонов. ИВЭП промышленной РЭА, построенные по этой структуре, занимают ориентировочно 20…40% от общего объёма аппаратуры. Для уменьшения объёма ИВЭП иногда стабилизатор вторичного напряжения при мощностях Р > 10 Вт делают импульсным, но это не даёт существенного улучшения массо-габаритных характеристик, т. к. трансформатор и фильтры работают на низкой частоте.

Современные ИВЭП мощностью Р > 10 Вт строятся, как правило, по принципу промежуточного преобразования частоты (ППЧ) и их иногда называют бестрансформаторными, но это не совсем верно, т. к. трансформатор в нём есть, хотя и работает он на высокой частоте. Основные отличия таких ИВЭП от классических заключается в том, что в них сеть переменного тока преобразуется в высокочастотное напряжение и дальнейшие преобразования идут на этой высокой частоте (порядка 20? 50 кГц). Это существенно снижает массу и габариты ИВЭП в основном за счёт снижения массы и габаритов трансформаторов, дросселей и конденсаторов. Структурные схемы стабилизирующих ИВЭП с ППЧ приведены на рис. 2.2, 2.5, 2.8.


Рисунок 2.2 Структурная схема ИВЭП с РП.

При таком построении напряжение сети выпрямляется сетевым выпрямителем СВ, сглаживается сетевым фильтром СФ, далее преобразуется в переменное напряжение премежуточной частоты (порядка 20…50 кГц) с помощью регулируемого преобразователя РП. Это напряжение регулируется по ширине импульсов в зависимости от величины отклонения выходного напряжения от номинального значения. Таким образом

,

где - коэффициент заполнения.

Таким образом, для обеспечения работы такого ИВЭП обязательно наличие в его составе модулятора ширины импульса (МШИ). МШИ управляет работой регулируемого преобразователя через узел гальванической развязки (УГР) и усилитель (У). Выходное напряжение РП поступает на выход через выходной выпрямитель (ВВ) и выходной фильтр (ВФ). Управляется МШИ от выходного напряжения через усилитель сигнала ошибки (УСО). Выходное напряжение на ВВ имеет вид, показанные на рис.2.3, а на выходе ВФ – на рис. 2.4.
Среднее значение выпрямленного напряжения зависит от коэффициента заполнения выходного напряжения РП.

Сетевой фильтр в таких РП как правило емкостной. И для того, чтобы при включении ИВЭП в сеть не перегрузить сетевой выпрямитель, обязательно включение в схему ограничителя пусковых токов (ОПТ).

Схема, приведённая на рис. 2.5, отличается от предыдущей заменой регулируемого преобразователя нерегулируемым (НП) и импульсным стабилизатором напряжения (ИСН). Особенность этой схемы заключается в пониженном напряжении на НП, что благоприятно для него (транзисторы могут быть более низковольтными). НП генерирует на выходе напряжение типа “меандр” (скважность=2, коэффициент заполнения g=0,5=const).

Рисунок 2.5 Структурная схема ИВЭП на базе НП и ИСН.

Стабилизация выходного напряжения осуществляется путём воздействия узлов отрицательной обратной связи на импульсный стабилизатор напряжения (ИСН преобразует выпрямленное и отфильтрованное сетевое напряжение в напряжение постоянного тока более низкого уровня, при этом

.

Если требования по стабилизации выходного напряжения невысоки (DU? 5?10%), ООС может быть не с выхода ИВЭП, а с выхода ИСН или с трансформатора (в этом случае его необходимо выпрямить). При этом существенно упрощается ООС: исчезает УГР и зачастую УСО.

К недостаткам данной структуры можно отнести усложнение силовой части ИВЭП (вместо РП появляется ИСН и НП).

Структурная схема, приведенная на рис. 2.6, отличается от предыдущей тем, что ИСН перенесён из высоковольтной (входной) части ИВЭП в низковольтную (выходную), что

а) благоприятно для ИСН в части силовых транзисторов: они будут работать при значительно меньших напряжениях, но при значительно больших токах;

б) неблагоприятно для НП: его транзисторы должны работать при больших напряжениях.


Рисунок 2.6 Cтруктурная схема ИВЭП на базе НП и ИСН

Во всех вышеприведенных схемах сетевые выпрямители строятся на обычных диодах (неуправляемых). При больших мощностях (Р> 200 Вт) сетевой выпрямитель делают управляемым (рис. 2.7), т. е. структурная схема рис. 2.5 видоизменяется следующим образом:

исчезает ИСН;

неуправляемый СВ выполняют управляемым по сигналу ошибки выходного и опорного напряжений


Рисунок 2.7 Структурная схема ИВЭП с управляемым выпрямителем

Из всех приведённых структур для разрабатываемого ИВЭП, учитывая требования к нему (выходная мощность, стабильность выходного напряжения, простота и дешевизна реализации схемы) наиболее приемлемой является структура, приведённая на рис. 2.2.

3. АНАЛИЗ И ВЫБОР ОСНОВНЫХ УЗЛОВ

3.1 Сетевые выпрямители.

Выпрямитель – это устройство, предназначенное для преобразования переменного напряжения в постоянное.

Основными элементами выпрямителя ИВЭП с бестрансформаторным входом являются диоды, с помощью которых обеспечивается одностороннее протекание тока в цепи нагрузки, в результате чего переменное напряжение преобразуется в пульсирующее.

Для сглаживания пульсаций выпрямленного напряжения к выходным зажимам выпрямителя подключается электрический сглаживающий фильтр.

В зависимости от числа фаз питающего напряжения, различают схемы однофазного и трёхфазного питания. Независимо от мощности выпрямителей все схемы делятся на однотактные и двухтактные.

К однотактным относят схемы, у которых ток протекает только один раз за полный период (полупериод или его часть).

К двухтактным относят схемы, у которых в каждой фазе ток протекает дважды за один период. Схемы выпрямителей, относящиеся к двухтактным, называются также мостовыми. [ ]

Вся бытовая радиоаппаратура и многая промышленная аппаратура запитывается от однофазной сети переменного тока. Входной (сетевой) выпрямитель в этом случае, как правило, выполняется по однофазной мостовой схеме (рис 3.1).
   

Рисунок 3.1 Однофазный мостовой выпрямитель.

Однофазная мостовая схема характеризуется высоким коэффициентом использования мощности и поэтому может быть рекомендована для использования в устройствах повышенной мощности при выходных напряжениях от десятков до сотен вольт.

3.2 Сглаживающие фильтры.

Одной из неотъемлемых частей любого выпрямительного устройства является сглаживающий фильтр, уменьшающий пульсацию выпрямленного напряжения.

Выпрямители, работающие на фильт, начинающийся с ёмкости, используются в широком диапазоне выпрямленных напряжений и мощностей. К недостаткам выпрямителей с емкостным фильтром следует отнести большую амплитуду тока через диод.

Выпрямители с индуктивным фильтром применяются в широком диапазоне выпрямленных напряжений при мощностях от десятков ватт до нескольких киловатт и при токах свыше 1 А. Недостатком выпрямителей с индуктивным фильтром являются напряжения, возникающие на выходной ёмкости и на дросселе фильтра при включении выпрямителя и при скачкообразных изменениях тока нагрузки, что представляет опасность для самого выпрямителя и для нагрузки.

Выпрямители без сглаживающего фильтра применяются сравнительно редко в тех случаях, когда пульсация напряжения не имеет существенного значения. [ ]

Для бытовой радиоаппаратуры и многой промышленной сетевой фильтр чаще всего чисто емкостной. (рис. 3.2).

Рисунок 3.2 Схема однофазного мостового выпрямителя с емкостным фильтром.

3.3 Силовые преобразователи.

В настоящее время в ИВЭП малой и средней мощности используются однотактные преобразователи. Среди однотактных можно выделить преобразователи с обратным включением диода (обратноходовые) и с прямым включением диода (прямоходовые).

На рис. 3.3 изображена схема простейшего прямоходового преобразователя, а на рис. 3.4 – временные диаграммы его работы.

Рисунок 3.3 Схема прямоходового преобразователя.

Рисунок 3.4 Временные диаграммы.

На рис.3.5 изображена схема обратноходового преобразователя, на рис.3.6 – временные диаграммы его работы. В этом преобразователе используется многообмоточный дроссель вместо трансформатора. При открытом транзисторе VT1 энергия накапливается в дросселе L1, диод VD1 – закрыт, нагрузка в этот момент подпитывается от конденсатора С1. После запирания транзистора энергия, запасённая в дросселе, открывает диод VD1 и передаётся в нагрузку, одновременно подзаряжая конденсатор С1.

Рисунок 3.5 Схема обратноходового выпрямителя.

Рисунок 3.6 Временные диаграммы.

Это необходимо, так как при включении ИВЭП и в переходных режимах UВЫХ=0, сигнал ошибки () максимален , и g®1.

Величина среднего тока транзистора равна:

величина усреднённого значения импульсов тока:

величина же максимального тока коллектора существенно зависит от величины индуктивности дросселя L1:

Из рассмотренного следует, что с увеличением L1 уменьшаются импульсные токи. Однако с увеличением L1 растёт индуктивность рассеяния LS , в которой на интервале времени, когда транзистор открыт, запасается энергия . Эта энергия вызывает на коллекторе транзистора при его выключении дополнительный выброс напряжения. Для его ограничения используются диодно-резистивно-емкостные цепочки, которые поглощают запасённую в LS энергию. Это снижает К.П.Д. преобразователя, но делает режим более безопасным.

Однотактные преобразователи с обратным включением диода обеспечивают развязку и защиту выходного напряжения от помех по входным шинам питания, работают с простейшими емкостными фильтрами. [ ]

Длительность импульса и паузы:

Коэффициент заполнения:

В формулах (3.5), (3.6), (3.7):

L1 и L2 – индуктивности первичной и вторичной обмоток трансформатора;

IKm – максимальный ток коллектора;

UП – номинальное напряжение сети постоянного тока;

UН – номинальное выходное напряжение преобразователя;

w1 и w2 – число витков первичной и вторичной обмоток трансформатора;

fП – частота преобразования.

При изменении напряжения питания преобразователя нестабильность напряжений на выходах всех выпрямительных каналов с емкостными фильтрами одинакова. Поэтому обратноходовые преобразователи целесообразно применять в многоканальных ИП с выходной мощностью до 100 Вт. [ ]

3.4 Ограничители пусковых токов.

На рис.3.7 приведена схема входного выпрямителя, которая наиболее часто применяется в ИП с бестрансформаторным входом (ИПБВ).

Рисунок 3.7 Схема входного выпрямителя ИПБВ.

Резистор RОГР предназначен для ограничения зарядного тока конденсатора сглаживающего фильтра С0 при подключении ИПБВ к питающей сети.

Сопротивление ограничительного резистора определяется исходя из допустимого напряжения импульса тока через диоды выпрямителя:

,

где UC MAX – максимальное напряжение питающей сети переменного тока;

IПР.И.П – импульсный прямой ток диода.

В формуле (3.4) учитываются выходное сопротивление питающей сети rc , активные сопротивления обмоток дросселей rL фильтра защиты от индустриальных помех, а также эквивалентное последовательное электролитических конденсаторов rП.Э фильтра сетевого выпрямителя и внутреннее сопротивление диода на постоянном токе rП. [ ]

3.5 Стабилизация выходного напряжения.

Стабилизация выходного напряжения в однотактном автогенераторе лучше всего осуществлять за счёт изменения IKm, определяемого током базы транзистора. Для этого в преобразователь вводится цепь обратной связи, которая следит за выходным напряжением UН и при его изменении соответствующим образом изменяет ток базы и IKm транзистора. Другой способ регулирования выходного напряжения заключается в подмагничивании трансформатора питания, при котором изменяется соотношение между tИ и tП . При этом для эффективного управления трансформатор должен иметь магнитопровод без зазора, что приведёт к увеличению габаритов и потерь в нём. Кроме того, изменение параметров магнитопровода от температуры и других воздействий существенно ухудшают стабильность выходного напряжения.

Наиболее эффективным способом является стабилизация выходного напряжения за счёт широтно-импульсной модуляции (ШИМ).[ ] ШИМ – это метод управления, основанный на изменении отношения длительности включенного состояния ключа к выключенному при постоянной частоте. В обратноходовом преобразователе длительность включенного состояния больше длительности выключенного состояния для того, чтобы большее количество энергии было запасено в трансформаторе и передано в нагрузку.

Рисунок 3.7 Иллюстрация процесса ШИМ.

На рис. 3.7 Dc – это рабочий цикл, т. е. отношение длительности импульса к периоду импульсной последовательности.

Модуляция осуществляется следующим образом. Если выходная нагрузка уменьшается, необходимо увеличить длительность включенного состояния транзистора, во время которого ток первичной обмотки достигнет более высокого значения, что создаст в результате более высокий ток вторичной обмотки во время выключенного состояния. Если выходное напряжение сравнивать с опорным, а полученной разностью управлять широтно-импульсным модулятором, получается замкнутая петля обратной связи, а схема автоматически сохраняет постоянное значение выходного напряжения. [ ]

3.6 Выбор микросхемы.

В настоящее время в большинстве отечественных разработок основные узлы строятся на дискретных элементах. Это ухудшает массо-габаритные показатели электронной аппаратуры, а иногда объём и масса ИВЭП становится больше объёма и массы питаемой ими аппаратуры.

В современной компонентной базе существуют сравнительно недорогие микросхемы – однотактные ШИМ-контроллеры – с малым числом элементов обвязки. К таким микросхемам относятся:

КР1033ЕУ1/5;

КР1033ЕУ10/11 (аналог UC3842/44) – однотактный ШИМ-контроллер с ОС по току;

КР1033ЕУ3 (аналог UC1823) – однотактный высокочастотный ШИМ-контроллер;

КР1033ЕУ9 (аналог PWR-SMP210) – мощный ШИМ-контроллер. [ ]

Основные требования при выборе микросхемы следующие:

1. Встроенный генератор. Микросхема КР1033ЕУ1/5 без встроенного генератора, она работает на свободных колебаниях и перключение ключа определяется моментом насыщения сердечника. Эта микросхема, в принципе, не ШИМ- , а ЧИМ-контроллер.

2. Ремонтопригодность. Необходимо, чтобы транзисторный ключ не входил в состав микросхемы (например в микросхеме PWR-SMP210 ключ входит в её состав). Применение отдельного ключа позволяет варьировать выходную мощность в более широком диапазоне.

3. Цена. Микросхема UC3842 – массового производства, очень широко распространена, отсюда и её сравнительно небольшая цена (по данным магазина оптовой торговли E-mail: root @ IC-magic.msk.ru цена микросхемы UC3842 – 0,35 у. е.; КР1033ЕУ1 – 2,19 у.е.; КР1033ЕУ5 – 0,93 у.е.; UC1823 и PWR-SMP210 в широкой продаже отсутствуют вообще).

Таким образом, на основе вышеизложенных критериев наиболее рациональным будет выбор и применение микросхемы UC3842. Принципиальная схема ИИП с её применением приведена в приложении 1..

Окончательная структурная схема разрабатываемого источника питания буде иметь вид, изображённый на рис.3.8.

Рисунок 3.8 Окончательная структурная схема источника питания.

3.7 Назначение элементов схемы.

Питающее напряжение поступает на диодный мост VD1 и заряжает конденсатор фильтра С1. Первоначальный запуск микросхемы DA1 осуществляется через резистор R1, подключённый с целью уменьшения рассеиваемой им мощности к одному из проводов питания. Через резистор R1 осуществляется заряд конденсатора С2. После достижения на выводе (на конденсаторе С2) 16 В микросхема выдаёт первые импульсы запуска, при этом питание микросхемы переключается на питание от обмотки обратной связи, выпрямленное диодом VD9 примерно 16В. С этой же обмотки через дополнительную цепочку R13, C14, VD8 заряжается измерительный конденсатор С13 (на нём формируется напряжение, которое затем сравнивается с опорным) и через делитель R10, R7, R8 поступает на измерительный вход 2 микросхемы.

Особенности данного включения – применение дополнительной цепочки плавного включения, состоящая из диода VD3 и конденсатора С3. В первый момент выход усилителя ошибки стремится к нулю и по мере заряда конденсатора С3 через резистор R2 коэффициент заполнения управляющих импульсов нарастает до выхода стабилизатора на режим стабилизации, при этом диод VD3 закрывается. Диод VD2 служит для разряда конденсатора С3 при выключении блока питания. Дополнительная цепочка из диодов VD5, VD6 служит для защиты от выбросов напряжения на резисторе R12. Дополнительная цепочка R11, C12, VD7 необходима для перемагничивания трансформатора в течении времени, когда иловой ключ VT1 закрыт.

Резистор R3 и конденсатор С9 образуют частотозадающую цепь. Резистор R4 и конденсатор С10 образуют обратную связь.

Группа элементов R12, R6, C11 организуют обратную связь по току. С резистора R12 снимается пилообразное напряжение, которое поступает на вход 3 микросхемы (вход контроля тока). Кроме того Элементы R6 и С11 образуют RC-фильтр для подавления выбросов тока выходного ключа (этот выброс обусловлен конечным временем восстановления диодов выпрямителя; если этот процесс не подавить, он может преждевременно оборвать импульс на выходе микросхемы).

Резистор R5 необходим для перезарядки входной ёмкости транзистора VT1.

Цепочка R9, VD4 защищает микросхему от выбросов напряжения за счёт переходной ёмкости сток-затвор, которые возникают в результате выбросов напряжения на стоке.

Диоды VD10, VD11 образуют выходные выпрямители, конденсаторы С15 и С16 -- выходные фильтры.

Конденсаторы С4-С7 необходимы для подавления выбросов напряжения при переключении диодов сетевого выпрямителя.

4 ТЕХНИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ШИМ-КОНТРОЛЛЕРА С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ ПО ТОКУ (UC3842)
4.1 Общее описание
  Микросхема UC3842 имеет все необходимые функциональные возможности для создания схем управления сетевыми импульсными источниками питания. Встроенные структурные элементы микросхемы обеспечивают её отключение при недопустимо низком входном напряжении и пусковом токе менее 1 мА. Прецизионный источник опорного напряжения тарирован для повышения точности на входе усилителя сигнала ошибки. ШИМ-компаратор контролирует также ограничение по току, а квазикомплиментарный выходной каскад рассчитан на значительные броски тока (как втекающего, так и вытекающего). Выходной каскад обеспечивает работу на нагрузку типа n-канального полевого транзистора с изолированным затвором и имеет низкий логический уровень напряжения в отключённом состоянии. [ ]

 

Рисунок 4.1 Функциональная схема микросхемы UC3842.

Микросхемы выпускаются как в 8-ми выводном исполнении (DIP-8, SOIC-8), так и в 14-ти выводном (SOIC-14) исполнении. Назначение выводов для разных исполнений приведено в таблице 4.1.

Таблица 4.1 Назначение выводов микросхемы 4.1.

Выводы Обозначение Название
DIP-8 SO-14    
1 1 COMP (КОМП) Вход компаратора
2 3 UFB (UОС) Вход обратной связи
3 5 ISEN (IКОНТР) Вход контроля тока
4 7 RT/CT Частотозадающая цепь
5 9 GND (Общ) Общий
6 10 OUT (ВЫХ) Выход
7 12 UCC (UПИТ) Напряжение питания
8 14 UREF (UОП) Опорное напряжение
  8 PGND (ВОЗВ) Возврат для выходного тока
  11 UC (UПВ) Питание выхода
  2, 4, 6, 13   Не подключены
 
4.2 Основные электрические данные.
    Основные электрические характеристики приведены в таблицах 4.2 и 4.3.

Таблица 4.2 Предельно-допустимые значения.
Значения
Обозначение
Величина
Ед. изм.
Потребляемый ток
IПИТ (ICC)
30
мА
Выходной ток (втекающий и вытекающий)
IВЫХ (IO)
1,0
А
Выходная энергия 
W
5,0
мкДж
Диапазон изменения напряжения на входе усилителя ошибки
UУО (UIN)
-0,3…+5,5
В
Выходной вытекающий ток усилителя ошибки
IУОВЫХ (IO)
10
мА
Максимальная мощность рассеяния (ТОС=25°С) и тепловое сопротивление (температура структуры равна температуре окружающей среды)

8-ми выводные

Максимальная мощность рассеяния

Тепловое сопротивление

16-ти выводные

Максимальная мощность рассеяния

Тепловое сопротивление

 
 
 
 
 
 
 

РРАС (PD)

Rq (RqJA)

РРАС (PD)

Rq (RqJA)

 
 
 
 
 
 
 

862

145

1,25

100

 
 
 
 
 
 
 
 
 

мВт

°С/Вт

мВт

°С/Вт

Рабочая температура структуры
ТСТР (TJ)
+150
°С
Рабочая температура окружающей среды
ТОС (TA)
0…+70
°С
Температура хранения
ТХРАН (TSTG)
-65…+150
°С

Таблица 4.3 Электрические характеристики.
 
Характеристики
Обознач.
Знчения
Ед. изм
   
Миним.
Номин.
Максим.
 
Секция опорного напряжения
Выходное опорное напряжение
UОП (UREF)
4,9
5,0
5,1
В
Температурная нестабильность
TC (TS)
---
0,2
---
мВ/° С
Помеха выходного напряжения (f=10 Гц…10 кГц, ТСТР=25°С)
D UВЫХ (UN)
---
50
---
мкВ
Выходной ток короткого замыкания
IКЗ (ISC)
-30
-85
-180
мА
Генераторная секция
Частота

ТСТР=25°С

ТОС=0°С…70° С

fГЕН (fOSC)
47

46

52

---

57

60

кГц
Изменение частоты при изменении напряжения (UПИТ=12В…25В)
---
0,2
1,0
%
Изменение частоты при изменении температуры (ТОС=0°С…70° С)
---
5,0
---
%
Ток перезаряда (UГЕН=2 В)

ТСТР=25°С

ТОС=0°С…70° С

IП (Idischg)
7,5

7,2

8,2

---

9,3

9,5

мА
Секция усилителя ошибки
Напряжение на входе обратной связи по напряжению
UОС (UFB)
2,42
2,5
2,58
В
Коэффициент усиления при разомкнутой обратной связи (UВЫХ=2В…4В)
K (AVOL)
65
90
---
дБ
Выходной ток

Втекающий (UВЫХ=1,1В, UОС=2,7В)

Вытекающий (UВЫХ=1,1В, UОС=2,7В)

IВТВЫХ (ISI)

IВЫТВЫХ(ISO

2,0

-0,5

12

-1,0

---

---

мА
Секция компаратора датчика тока
Усиление напряжения на входе датчика тока (Прим. 1 и 2)
K (AV)
2,85
3,0
3,15
В/В
Максимальный входной сигнал (Прим. 1)
UДТ (UTH)
0,9
1,0
1,1
В
Входной ток
IВХ (IIB)
---
-2,0
-10
мкА
Выходная секция
Выходное напряжение

Низкое состояние (IВТВЫХ=20 мА)

(IВТВЫХ=200 мА)

Высокое состояние (IВТВЫХ=20 мА)

(IВТВЫХ=200 мА)

ULВЫХ (UOL

UHВЫХ(UOH

---

---

13

12

0,1

1,6

13,5

13,4

0,4

2,2

---

---

В
Время нарастания выходного напряжения
tНАР (tr)
---
50
150
нс
Время спада выходного напряжения
tСП (tf)
---
50
150
нс
Секция защиты от пониженного питания
Граничное напряжение запуска
UГР (UTH)
14,5
16
17,5
В
Минимальное рабочее напряжение после включения
UПИТ (min)

(UCC(min))

8,5
10
11,5
В
ШИ компаратор
Рабочий цикл

максимальный

минимальный

DCmax

DCmin

94

---

96

---

100

0

%
Общие для прибора
Пусковой ток
IПУСК
---
0,5
1
мА
Потребляемый ток
IПИТ (ICC)
---
12
17
мА

Примечания: 1. Параметр измерен при UОС=0В.

2.Усиление вычисляется по выражению: , .

4.3 Работа микросхемы.

Временные диаграммы работы микросхемы показаны на рис. 4.2.

Рисунок 4.2 Временные диаграммы работы микросхемы UC3842.

Рассмотрим функциональное назначение элементов структуры микросхемы.

Генератор. Установка частоты генератора показана на рис. 4.3.

 

Рисунок 4.3 Установка частоты генератора.

Частотозадающий конденсатор СТ заряжается от UОП (5В) через частотозадающий резистор RT, а разряжается внутренним источником тока микросхемы. На графике в приложении 3 показана зависимость комбинации RT/ СТ от частоты генератора. Максимальная рабочая частота генератора может достигать 500 кГц. Генератор формирует импульс во время разрядки конденсатора, который поступает на вход логического элемента НЕ-ИЛИ. Во время этого импульса на выходе микросхемы низкий уровень. Образуется “мёртвое” время выхода.

Усилитель сигнала ошибки. Неинверсный вход УСО не имеет отдельного вывода и внутренне смещён на 2,5± 2%. Выход УСО соединён с выводом 1 для подсоединения внешней компенсирующей цепи, позволяя пользователю управлять частотной характеристикой замкнутой цепи обратной связи. На вывод 1 подаётся сигнал с обмотки обратной связи и таким образом происходит сравнение опорного напряжения с выпрямленным и в конечном итоге с выходным. Таким образом, выход УСО обеспечивает внешнюю компенсацию цепи. Выходное напряжение УСО понижается двумя диодами примерно на 1,4 В. Это необходимо для нормальной работы компаратора контроля тока (ККТ). Это выходное пониженное напряжение делится на 3 и поступает на инверсный вход ККТ. Вследствие этого на выходе (вывод 6) нет сигнала, если вывод 1 в самом низком состоянии.

Минимальное сопротивление обратной связи (включается между выводами 1 и 2) ограничено источником тока усилителя ошибки (0,5 мА) и выходным напряжением УО для обеспечения 1В на инверсном входе ККТ:

.

Таким образом, на выводе 1 максимальное напряжение 4,4В при максимально возможном токе 0,5мА.

Компаратор контроля тока (ККТ) и широтно-импульсная модуляция (ШИМ). Микросхема UC3842 работает как схема управления током. Ток, проходящий через индуктивность и ключ, измеряется резистором контроля тока RS (рис.4.4).

Рисунок 4.4 Организация обратной связи по току.

Пилообразное напряжение на этом резисторе поступает на прямой вход ККТ и при достижении тока через индуктивность и ключ определённого значения компаратор срабатывает. При этом на сбрасывающем входе RS-триггера – уровень 1, на выходе Q – уровень 1, на выходе квазикомплиментарного выходного каскада – уровень 0, ключ закрывается. Таким образом УО задаёт порог срабатывания ККТ.

При нормальном режиме работы пиковый индуктивный ток равен:

.

Аварийный режим работы возникает, если выходная цепь перегружена или выходное напряжение потеряно (например, при коротком замыкании). При таком функционировании уровень срабатывания ККТ равен 1В. Поэтому максимальный пиковый ток равен:

.

Для стабилизации напряжения на нагрузке микросхема обеспечивает широтно-импульсную модуляцию. ШИМ осуществляется следующим образом. При изменении сопротивления нагрузки необходимо лишь увеличить длительность включённого состояния транзистора. Чем больше время открытого ключа, тем больше энергии запасается в трансформаторе и тем больше ток вторичной обмотки, поступающий в нагрузку.

Таким образом при увеличении порога срабатывания ККТ увеличивается продолжительность открытого ключа и наоборот. Сигнал изменения напряжения в нагрузке поступает на вход обратной связи (вывод 2), сравнивается в УО с 2,5В, усиливается и поступает на инверсный вход ККТ, изменяя тем самым порог его срабатывания.

Схема отключения при понижении входного напряжения. Схема гарантирует, что напряжение UCC равно напряжению, делающему микросхему полностью работоспособной для включения выходного каскада. Схема имеет пороговые напряжения включения и выключения, значения которых равны 16 и 10В соответственно. Гистерезис равный 6В предотвращает беспорядочные включения и выключения напряжения во время подачи питания. Для эффективного питания конвертера достаточно тока запуска в 1мА. На рис.4.5 показана зависимость напряжения питания от тока питания.

Рисунок 4.5 Зависимость напряжения питания от тока потребления.

При понижении входного напряжения выходной формирователь удерживает выход в низком состоянии. Это не совсем то низкое состояние, которое получается при нормальной работе, но и при нём может легко обеспечиваться втекающий ток 1мА, достаточный для удержания МОП-транзистора в закрытом состоянии.

Квазикомплиментарный выходной каскад. Микросхема имеет единственный выход квазикомплиментарного каскада, который может выдавать пиковый ток для возбуждения МОП-транзистора равный 1мА. Сквозной ток выходных транзисторов минимален, добавляя в среднем только 80 мВт дополнительной мощности рассеивания при UВХ=30В и частоте 200 кГц. Ограничение выходного пикового тока выполняется помещением резистора между выходом квазикомплиментарного каскада и затвором МОП-транзистора.  

5 РАСЧЁТ УЗЛОВ ИСТОЧНИКА ПИТАНИЯ

Исходные данные для расчёта:

входное напряжение однофазной сети -- В;

частота -- 50± 2 Гц;

выходная мощность источника питания – 80 Вт;

К.П.Д. источника питания – 0,9.

5.1 Расчёт сетевого выпрямителя, сетевого фильтра, выбор транзистора.

1. Задаёмся минимальной частотой преобразования fП min=50кГц и находим время спада tСП транзистора:

мкс.
2. Известно, что h =0,9. Задаёмся gmax=0,45 и находим амплитуду тока и напряжение на стоке транзистора VT1 по формулам (3.1) – (3.4):
 
 
А,

В.

 
  По рассчитанным значениям выбираем транзистор BUZ80, IСИ»2,8А, UСИmax=800 В, рассеиваемая мощность РРАС=75Вт. 3. Конденсатор С1 фильтра входного выпрямителя выбран с U0max:
 
 
,

В.

Ёмкость конденсатора С1 рассчитываем по формуле:

,

где U=22,5В – допустимая амплитуда пульсаций;

m=2 для мостовой схемы выпрямителя;

мкФ.
Выбираем конденсатор фирмы PHILIPS PSM-SI 057-100 мкФ-400В с размерами D? L=25? 30мм. 4. Проведём расчёт выпрямителя. Значение выпрямленного тока:

  Среднее значение выпрямленного тока:

,

.

Амплитуда обратного напряжения диода:

,

.

Импульсный прямой ток диода:

,

.

Выбираем выпрямительный диод фирмы PHILIPS 1N4007 (UОБР.И=1000 В, IОБР.И=50 мкА, UПР=0,9 В, IПР.СР=1 А, UПР.И=2,3 В, IПР.И=25 А, время восстановления 5000 нс).

Внутреннее сопротивление диода:

,

.

Входное сопротивление выпрямителя:

,

.

Поскольку вход источника питания бестрансформаторный, то тангенс угла j , характеризующий соотношение между индуктивным и активным сопротивлениями фазы выпрямителя, равен нулю. То есть, , значит и .

Определим основной расчётный коэффициент:

,

.

По графику в приложении 2 по известным и А0=0,002 находим коэффициент D0=3,5.

Действующее значение прямого тока диода:

,

.

Мощность, выделяющаяся на одном диоде:

,

Вт.
5. Рассчитаем сопротивление ограничивающего резистора по формуле (3.8):
 
 
,

.

Выбираем резистор сопротивлением 13 Ом. На нём выделяется мощность:

,

.

В качестве ограничительного выбираем резистор типа С5-37-2-13 Ом± 5%. Такой тип резисторов в отличие от МЛТ выдерживает импульсный ток.

5.2 Расчёт элементов обвязки микросхемы, выходных цепей.

 
  1. Рассчитаем сопротивление резистора R1. Напряжение на нём:
,

где UЗАП МС – напряжение запуска микросхемы,

.

Пусковой ток микросхемы IR1?1 мА, в реальных схемах IR1=2…5 мА. Примем IR1=3 мА. Тогда:

,

.

Возьмём резистор с сопротивлением 100 кОм, тогда мощность, выделяемая на нём:

,

.

 
  Выбираем резистор типа МЛТ-1-100 кОм±5%.

2. Конденсаторы С4, С5, С6, С7 – типовые. В качестве таких конденсаторов выбираем КД-2-Н20-500 В-3300 пФ.

3. Для запуска микросхемы на вход 7 необходимо подать 16 В. Значит конденсатор С2 должен выдерживать такое напряжение. Типовое значение постоянной времени для цепи запуска равно t =5с. Значи ёмкость конденсатора С2 равна:

,

.

Выберем электролитический конденсатор фирмы PHILIPS RSM 037-25 В-47 мкФ.

4. Соотношение величин элементов R3C9 частотозадающей цепочки определяем из графика в приложении 3. Получаем значения C9=4700 пФ, R3=10 кОм. Напряжение на R3: UR3=2.5 В, значит

,

.

Выбираем: С9 К73-5-250 В-4700 пФ, R3 МЛТ-0,25-10 кОм±5%. 5. Диоды VD2 и VD3 выбираем однотипные КД510А (IПР.СР=200 мА).

6. Конденсатор С8 уменьшает уровень шума источника опорного напряжения. Его значение типовое – 10 нФ. Выбираем С8 К73-5-250 В-10 нФ. Значение измерительного резистора R12 необходимо выбирать таким образом, чтобы при максимальном токе обеспечить напряжение 1 В, поступающее на вход 3 микросхемы. Поэтому:

,

,

.

В качестве R12 выбираем 2 резистора МЛТ-1-1,2 Ом± 5%, включенных параллельно.

7. Цепочка R6С11 – RC-фильтр для предотвращения выброса тока на переднем крае. Постоянная времени должна быть приблизительно равна продолжительности выброса тока (обычно это несколько сотен наносекунд). [ ]

,

.

С11 – К73-5-250 В-470 пФ, R6 – МЛТ-0,25-1 кОм±5%.

8. На резисторе R5 мощность практически не выделяется, так как IЗ»0. Он нужен для перезарядки входной ёмкости транзистора. Ограничимся входным и выходным токами на уровне 0,5 А, тогда

,

.

Выберем R5 – МЛТ-0,25-33 Ом±5%.

9. Рассчитаем резисторы делителя R10 и R7. Необходимо, чтобы ток делителя был на несколько порядков выше входного тока усилителя ошибки (2 мкА(max)). [ ] Выберем IДЕЛ=2 мА. На входе делителя напряжение, снимаемое с обмотки обратной связи – 16 В.

.

Известно, что на выводе 2 микросхемы U2=2,5 В. Значит, . Поэтому можно записать соотношение:

,

,

.

Выберем прецизионные резисторы R7 – C2-29-0,25-1,26 кОм±2%, R10 – С2-29-0,25-6,73 кОм±2%.

10. В типовых схемах постоянная времени цепочки RДЕЛС13t= 5мс, определяющая скорость отслеживания изменения напряжения питания или нагрузки.

,

.

Выбираем электролитический конденсатор фирмы PHILIPS RLC 013-25 В-1 мкФ. 11. Напряжение питания снимается с обмотки обратной связи с помощью диода VD9. Его тип выбираем, исходя из того, что напряжение питания микросхемы 16 В, потребляемый микросхемой ток 30 мА. Тип диода КД510А (UОБР=50 В, IПР=200 мА).

12. Диод VD8 выбираем на напряжение 16 В и ток, равный току делителя – 2 мА. Тип диода КД510А.

13. Стабилитрон VD4 предотвращает выбросы выходного напряжения ниже уровня земли. Напряжение стабилизации должно быть больше напряжения питания микросхемы. Выбираем стабилитрон КС518Ж на 18 В.

14. При включении, когда на выводе 7 нет питания, выходной усилитель находится в Z-состоянии, и транзистор может выйти из строя. Необходим резистор (R9), который бы шунтировал затвор на общий для блока питания провод. Рекомендуемое для этой цели значение сопротивлния – 200 кОм. [ ] Выберем R9 – МЛТ-0,25-20 кОм±5%.

15. Диоды VD5 и VD6 защищают от выбросов тока. Выбираем их тип, исходя из тока >3А. Выбираем диоды такого же типа, как и в сетевом выпрямителе: 1N4007 (IПР.И=25 А).

16. Помехоподавляющая цепочка R13С14 и цепочка плавного запуска С3R2VD3. Значения сопротивлений резисторов и емкостей конденсаторов рекомендованы справочником [ ] следующие:

R13=56 Ом; МЛТ-0,125-56 Ом±5%;

С14=4700 пФ; К73-5-250 В-4700 пФ;

R2=1 МОм; МЛТ-0,25-1 МОм±5%;

С3=2,2 мкФ; RLC 013-25 В-2,2 мкФ.

17. Вторичная цепь не имеет отличий от общепринятой телевизионной. Поэтому значения элементов типовые.

По цепи +20 В потребляется не более 5Вт, с этого выхода питаются усилитель низкой частоты и процессор. Поэтому выходной ток этой цепи:

,

.

Тип диода выбираем КД226Г (UОБР=800 В, IПР=3 А). Тип конденсатора С16: RSM 037-25 В-1000 мкФ.

,

.

Тим диода VD11 – КД226Г. Конденсатор С16 берём RSH 044-160 В-100 мкФ.

18. Для режима холостого хода трансформатора необходимо обеспечить нагрузку не менее 5% от выходной мощности, т. е. Не менее чем . Удачным вариантом является помехоподавляющая цепочка в цепи стока. Значит на R11 выделяется мощность порядка 5Вт. Резистор R11 по постоянному току параллелен конденсатору С12, который заряжается до напряжения

,

.

Выбираем в качестве R11 3 резистора МЛТ-2-24 кОм± 5%, включенных параллельно. Диод VD7 выбираем из условия, что пиковый ток первичной обмотки IПИК=2 А (см. расчёт трансформатора). Выбираем диод КД226Г (IПР=3А, UОБР=800В), так как напряжение на диоде:

.

В данной цепочке не нужен конденсатор большой ёмкости, поэтому выбираем С12 – К78-2-600 В-10000 пФ.

19. Цепочка R4C10 ограничивает коэффициент усиления К. Коэффициент усиления равен отношению:

 
Для устойчивой работы ограничимся К=250. [ ] Тогда:

,

-- МЛТ-0,25-270 кОм±5%.

Конденсатор С10 уменьшает К усилителя ошибки на частоте импульсной помехи. Реактивное сопротивление С10 на частоте 20 кГц должно быть равно сопротивлению резистора R4, т. е.

,

,

-- КД-2-Н20-500 В-30 пФ.
5.3 Расчёт трансформатора.

 
  Описанные процедуры применяются для расчёта магнитных элементов, используемых прежде всего для накопления энергии, которыми являются “трансформаторы обратного хода” (являющиеся фактически катушками индуктивностями с несколькими обмотками), которые обеспечивают накопление и передачу энергии в нагрузку и развязку в обратноходовых преобразователях.
  1. До начала процедуры расчёта трансформатора необходимо определить пиковое значение тока через индуктивность и величину индуктивности первичной обмотки.

  2. Исходя из того, что в качестве МОП-ключа используется транзистор BUZ80 с ICm =2,5А, значение пикового тока IПИК равно:

    .

    Индуктивность первичной обмотки трансформатора с обратным включением диода:

    ,

    где U0 min – минимальное выходное напряжение выпрямителя;

    tИ max – максимальная длительность импульса;

    gmax – максимальный коэффициент заполнения;

    hИ – К.П.Д. источника питания;

    РН – выходная мощность.

    ,

    ,

    .

    Максимальное значение энергии, которую дроссель запасает (в зазоре) без насыщения сердечника и с приемлемыми потерями в магнитопроводе и проводах.

    ,

    .

  3. Определение пикового значения индуктивности. Чтобы минимизировать размер зазора, необходимый для накопления требуемой энергии, дроссель должен использоваться в режиме Вmax как можно больше. Это позволяет минимизировать число витков в обмотках, потери на вихревые токи а также размер и стоимость дросселя.

  4. Для силовых дросселей в обратноходовых схемах потери в сердечнике на частотах ниже 500 кГц обычно незначительны, так как отклонения магнитной индукции от постоянного рабочего уровня незначительны. Значение ВНАС для большинства мощных ферритов выше 0,3 Тл, поэтому значение ВMAX может быть выбрано равным 0,28…0,3 Тл. Примем ВMAX =0,29 Тл (для ферритов марки НСМ400).

  5. Определение размера сердечника. Используемый сердечник должен быть способен запасти требуемую пиковую энергию в небольшом зазоре без вхождения в насыщение. Кроме того он должен вмещать требуемое количество витков, обеспечивающее приемлемые потери в обмотках. Для выбора сердечника можно использовать итерационный процесс. Площадь сердечника SС равна:

  6. ,

    ,

    где S0 – площадь окна сердечника;

    SM – площадь поперечного сечения магнитопровода;

    L1 – индуктивность первичной обмотки, (Гн);

    IПИК – пиковый ток, (А);

    IСК – общий среднеквадратичный ток первичной обмотки;

    ВMAX – максимальная индукция, (Тл);

    КО – коэффициент использования окна, Ко=0,4 для трансформатора обратного хода;

    КП – коэффициент площади первичной обмотки, КП=0,5 для трансформатора обратного хода.

    ,

    ,

    .

    Из справочной таблицы в [ ] выбирается самый маленький сердечник, произведение площадей которого превышает расчётную величину.

    На основании таблицы подходит сердечник ЕС35 с SС=0,36 см4. Его габаритные размеры приведены в приложении 4.

    Формула (5.1) основана на потерях в проводах при плотности тока JMAX, вызывающей перепад температур в 30° С в середине центрального стержня. Значение JMAX вычисляется по формуле:

    (А/см2),

    (А/см2).

  7. Определение числа витков. Минимальное число витков определяется из следующей формулы:

  8. .

    В качестве реального числа витков берётся ближайшее целое число, большее чем w1.

    (витков).

    Найдём число витков w2, w3, wOC. Для обмотки w1 коэффициент трансформации и найдём число витков w2:

     

    Для нахождения w3 и wOC определим число вольт на 1 виток:

     

    , .

  9. Вычисление ширины немагнитного зазора. Ширина зазора рассчитывается, используя классическую формулу для индуктивности:

  10. (см),

    где m = 1 – относительная магнитная проницаемость,

    m0 = -- абсолютная магнитная проницаемость,

    ,

    этот зазор выполняется в центральном стержне.

  11. Расчёт обмоток. Потери в сердечнике равны:
,

 
  где -- удельные потери, (Вт/см3),

VС – объём сердечника, (см3).

Объём сердечника вычисляется по эмпирической формуле:

,

.

Потери в магнитопроводе, вызывающие нагревание сердечника на 15° С:

,

где КГ =(для ферритов) – коэффициент потерь на гистерезис;

КВ=(для ферритов) – коэффициент потерь на вихревые токи.

.

Удельные потери в сердечнике равны:

,

(Вт/см3).

Потери в сердечнике:

,

.

Потери в обмотках вычисляются по формуле:

,

где D Т – максимальный перепад температур в зоне нагрева, D Т=15° С;

RT – тепловое сопротивление сердечника при естественной конвекции, RT =18,5°С/Вт,

.

Потери в трансформаторе:

,

.

Потери в первичной обмотке:

,

.

Максимальное сопротивление первичной обмотки:

,

Максимально допустимое погонное сопротивление провода первичной обмотки:

,

где lТ – средняя длина витка, lТ =5,06 см для данного сердечника.

.

Из таблицы параметров [ ] выбирается провод с минимальным размером и более высоким значением погонного сопротивления.

Выбираем провод ПЭВ-2 (погонное сопротивление 0,239 Ом· м, диаметр с изоляцией ? 0,36мм, площадь сечения меди 0,07548 мм2, диаметр по меди ? 0,31мм).

Сравним общую плотность проводника первичной обмотки с площадью, доступной в окне сердечника. Необходимо, чтобы выполнялось условие:

,

где SП – площадь поперечного сечения проводника, SП =0,08765 мм2,

К0 – коэффициент использования окна, К0=0,4,

КП – коэффициент первичной обмотки, КП=0,5,

S0 – площадь окна для обмоток в сердечнике, S0 =1,62 см162 мм2.

.

Отношение площади проводника первичной и вторичной обмоток выбирается равным отношению среднеквадратичных токов в этих обмотках, чтобы плотность тока была везде одинакова, что соответствует однородной плотности мощности во всех обмотках и таким образом улучшает использование площади окна.

Найдём средние токи обмоток:

, ,

,

,

, .

Найдём отношения площадей проводников обмоток:

 

Найдём площади вторичных проводников:

, (ПЭВ-2, SM=0,2206 мм2, dМ=0,53мм),

, (ПЭВ-2, SM=0,08553 мм2, dМ=0,33мм),

, (ПЭВ-2, SM=0,01131 мм2, dМ=0,12мм).

Глубина проникновения тока под поверхность проводника для меди при 100° С:

, (см)

.

Из этого следует, что ток будет занимать весь объём проводника. Значит, намотку следует осуществлять одним проводом.[ ]

5.4 Расчёт радиатора

 
  Известно, что К.П.Д. источника питания h =0,9, то есть в источнике теряется следующая мощность:

.

Предположим, что вся потерянная мощность рассеивается на транзисторе, то есть

.

Транзистор VT1 типа BUZ80 рассеивает с радиатором 75 Вт, а необходимо рассеять мощность 8,88 Вт.

Условия работы транзистора:

  1. Температура среды ТС=50°С (т. к. условия плохой вентиляции при замкнутом пространстве);
  2. Степень черноты e=0,4;
  3. Предельно допустимая температура перехода ТП=150°С;
  4. Предельно допустимая температура корпуса ТК=125°С;
  5. Тепловое сопротивление между корпусом и переходом RП.К.=2 К/Вт;
  6. Тепловое сопротивление между корпусом и радиатором RК.Р.=0,4 К/Вт;
  7. Естественная конвекция.
  1. Задаёмся высотой пластины D=45 мм=0,045 м.
  2. По графику на рис. 13.2 в [ ] определяем коэффициент неравномерности температуры пластины радиатора g=0,99.
  3. Определим допустимую среднюю поверхностную температуру радиатора и его нагрев по формуле:

  4. ,

    ,

    ,

    .

  5. Для вертикально ориентированной поверхности высотой D=0,045 м рассчитаеи коэффициент теплообмена при естественной конвекции:

  6. ,

    где А(Тm)=1,28 по таблице 13.2 в [ ] для среднеарифметической температуры .

    .

  7. Вычисляем коэффициент теплообмена излучением:

  8. ,

    где e=0,4; j =1;

    значение функции = взято из таблицы 13.3 в [ ],

    .

  9. Определяем суммарный коэффициент теплообмена:

  10. ,

    .

  11. Площадь теплоотдачи поверхности радиатора:

  12. ,

    .

  13. Задаёмся толщиной пластины d =0,003 м и вычисляем ширину пластины:

Размер пластины радиатора мм.

6 ТЕХНОЛОГИЯ ЭЛЕКТРОМОНТАЖА ЭРИ
  1. Выводы элементов перед установкой на печатной плате (ПП) должны быть сформованы в соответствии с ОСТ 92-1042-82 (резисторы, диоды по -- примеру 2; конденсаторы С4, С5, С7, С8 -- по примеру 7; микросхемы – по примеру 11).
  2. Установка элементов на (ПП):

  3. а) установку элементов на ПП выполнять в соответствии с ОСТ92-8615-75 или ОСТ92-939-89-80;

    б) непосредственно перед монтажом платы должны быть обезжирены;

    в) обозначение номинала ЭРИ и их маркировки должны быть видны и, по возможности, обращены в сторону, удобную для чтения;

  4. Пайка элементов:
а) флюсы и припои должны соответствовать ОСТ40033.200. Основными припоями являются припои марок ПОС61, ПОСК50-18 по ГОСТ21391-76. Основными флюсами являются ФКСп, ФКТ, ФКСп на основе канифоли ОК-5;

б) пайку элементов на ПП проводить электропаяльником 25..50 Вт (тип ПТ36М ШУ53.002.020; 538.00.00; 124.02.00);

в) не допускается применение одного и того же стержня элктропаядьника для пайки разными припоями;

г) стержень электропаяльника должен быть заземлён, очищен от нагара, облужен и иметь ровную поверхность без заусенцев и раковин;

д) длительность пайки выводов ЭРИ для полного растекания расплавленного припоя и исключения возможности ложных паек должна быть не менее 2 с. Максимальная длительность пайки должна определяться в зависимости от диаметра вывода и КП, но не более 5 с;

е) при пайке микросхем электропаяльником должны выполняться следующие требования пр пайке каждого вывода:

    1. температура стержня электропаяльника – не более 265° С;
    2. время пайки каждого вывода – не более 3 С;
    3. расстояние от корпуса микросхемы до места пайки – не менее 1 мм;
    4. интервал между пайками соседних выводов -- не менее 3 с;
ж) при пайке не допускаются:
    1. касание стержнем электропаяльника поверхностей элементов, не подлежащих пайке;
    2. образование перемычек из припоя между выводами и соседними проводниками и КП ПП;
    3. затекание припоя под корпуса элементов за пределы КП ПП с образованием электрического контакта между припоем и корпусом;
з) не подогнутые концы выводов ЭРИ после пайки должны быть обрезаны до размера, указанного в конструкторской документации.
  1. Требования к паяным соединениям:

  2. а) паяные соединения должны отвечать требованиям ОСТ92-1042-82, конструкторской документации и требованиям ТП;

    б) пайка должна быть по возможности “скелетной”, т. е. под припоем должен простматриваться контур вывода элемента. Торец вывода может быть видимым и нелужёным. Допускается “заливная” форма соединения, когда выводы элемента полностью скрыты припоем;

    в) высота паяного соединения должна быть в пределах 0,2…0,5 мм;

    г) поверхность припоя в паяном соединении должэна быть блестящей, без тёмных пятен, трещин, загрязнений, острых выпуклостей и посторонних включений.

  3. Очистка элементов, монтажных проводов, ПП, узлов:
а) очистку от остатков флюса рекомендуется производить непосредственно после монтажа узлов, но не позднее чем через 48 часов;

б) растворители и очистные жидкости не должны вызывать появления дефектов на изделиях, в том числе разрушать покрытия элементов, защитные покрытия ПП;

в) сжатый воздух, применяемый для сушки узлов, элементов должен соответствовать категории 1 или 2 по ОСТ92-1577-78. Давление воздуха должно быть не более 3 атмосфер;

г) в качестве очистной жидкости применяют спирто-нефрасовую смесь в соотношении 1: 1, спирт этиловый ГОСТ18300-87 или спирто-хладоновую смесь в соотношении 1:19;

д) элементы, провода или ПП в ваннах с очистными жидкостями должны находиться не более 4 мин. Допускается повторная очистка, но не ранее чем через 30 мин. При условии, что общее время погружения элементов в процессе всего технологического цикла изготовления аппаратуры не должно превышать 12 мин.

7 ОПИСАНИЕ КОНСТРУКЦИИ БЛОКА ПИТАНИЯ

  Назначение изделия – модернизация телевизоров III, IV и V поколений и применение для разработки телевизоров новых поколений.

Готовое изделие представляет собой печатный узел с двумя разъёмами – входным и выходным. Так как в конструкции блока питания есть цепи, находящиеся под напряжением сети, то для ограничения доступа к ним изделие оснащено защитными экранами, выполненными в виде коробчатой конструкции из полистирола с многочисленными вентиляционными отверстиями. Сетка крепится защёлками, являющимися элементами защитной конструкции.

Печатный узел крепится на шасси телевизора в специальных пазах, оснащённых защёлками. Для этого печатный узел не нуждается в дополнительных выступах и отверстиях для крепления.

Монтаж элементов и разводка показаны на чертежах. И здесь следует отметить некоторые особенности проектирования, которые были учтены при разработке печатной платы:

  1. Обеспечение предельно короткой длины выводов и соединительных проводников.
  2. Конденсатор сетевого фильтра расположен как можно ближе к трансформатору
  3. Отдельные проводники мощных и слаботочных земель объёдинены только в одной точке.
  4. Увеличена ширина дорожек, по которым протекают большие токи.
  5. Высокие предельные значения токов, вызванные влиянием емкостных нагрузок, потребовали обратить особое внимание на обеспечение надёжного и качественного заземления. Выводы задающего и шунтирующего конденсаторов (С9 и С8 соответственно) должны быть сведены в одну точку заземления, находящуюся рядом с выводом 5 микросхемы.
  6. При разработке особые требования предъявляются к частотозадающей (R3, C9) и прецизионной (R8, R11) цепям. Точность сигналов этих цепей вызывают необходимость в расположении этих элементов на минимальном расстоянии от микросхемы.
Радиатор транзистора выбран пластинчатого типа как наиболее дешёвый. Его размер выбран больше рассчитанного для выполнения функции дополнительного ребра жёсткости и дополнительного электрического экрана. Радиатор крепится с помощью выступа, являющегося элементом его конструкции. Выступ ставится в прорезь на плате, а после проворачивается со стороны печатных проводников на угол 10…45°.

Следует обратить особое внимание конструкции трансформатора. Выбор стандартного сердечника обоснован расчетами в разделе 5.3. Сердечник выполняется из феррита марки НМС400, имеет Ш-образную форму с круглым центральным стержнем. В центральном стержне также выполняется немагнитный зазор (в виде укороченного стержня).

Особенность конструкции состоит в том, что первичная обмотка выполнена из двух частей для уменьшения полей рассеивания. Все вторичные обмотки располагаются между этими двумя частями. Расчёт глубины проникновения тока показал, что намотку следует осуществлять одним проводником (то есть, нет необходимости в литциндрате). Также для уменьшения полей рассеивания сверху всего трансформатора выполнен короткозамкнутый виток в виде полоски медной фольги.

Выходные провода “Общий” выполнены раздельно, так как оба вывода питают разные цепи, которые нельзя сразу объединять. Это является одним из требований к конструкции любой аппаратуры, где есть слаботочные и сильноточные цепи, цифровые и аналоговые. Здесь необходимо, чтобы все проводники “Общий” объединялись в отдельной точке. Обычно эта точка располагается возле шунтирующих электролитических конденсаторов.

СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННЫХ ИСТОЧНИКОВ
  1. Источники вторичного электропитания / С.С. Букреев, В.А. Головицкий и др.; Под ред. Ю. И. Конева. – М.: Радио и связь, 1983.
  2. Преобразовательная техника. Руденко В.С., Сенько В.И., Чиженко И.М. Киев, Издательское объединение “Выща школа”, 1978.
  3. Источники электропитания РЭА: Справочник / Г.С. Найвельт, К.Б. Мазель, и др.; Под ред Г.С. Найвельта. – М.: Радио и связь, 1985.
  4. Интегральные микросхемы: Микросхемы для импульсных источников питания и их применение. – М. ДОДЭКА, 1997.
  5. Организация и планирование производства радиоаппаратуры. – Л.: Энергия, 1979.
  6. Методические указания к экономическому обоснованию дипломных проектов конструкторского направления для студентов специальности 2005 / Сост. И.И. Пляскин. – Запорожье: ЗИИ, 1990.
  7. Санитарные нормы проектирования промышленных предприятий (СН245-71).
  8. Охрана труда в металлургии. Злобинский Б.М. М., “Металлургия”, 1975.
  9. ГОСТ12.1.009-76. Система стандартов безопасности труда. Электробезопасность. Термины и определения.
  10. Введение в электробезопасность. Маренго А.К. М., ПРОФИЗДАТ, 1991.
  11. Долин П.А. Основы техники безопасности в электроустановках: Учебное пособие для вузов. – М.: Энергоатомиздат, 1984.
  12. Правила устройства электроустановок. М.: Энергоатомиздат, 1982.
  13. Строительные нормы и правила. Часть II, раздел А. Глава 8. Естественное освещение. Нормы проектирования, СНиП II-А.8-72.
  14. Строительные нормы и правила. Часть II, раздел А. Глава 9. Искусственное освещение. Нормы проектирования, СНиП II-А.9-71.
  15. Строительные нормы и правила. Часть II, раздел Г. Глава 7. Метеорологические условия воздушной среды, СНиП II-Г.7-62.
  16. Строительные нормы и правила. Часть II, раздел М. Глава 6. Вспомогательные здания и помещения промышленных предприятий. Нормы проектирования, СНиП II-М.6-68.
  17. Строительные нормы и правила. Часть II, раздел А. Глава 5. Противопожарные требования, СНиП II-А.6-72.
  18. Строительные нормы и правила. Часть II, раздел М. Глава 2. Производственные здания промышленных предприятий. Нормы проектирования. СНиП II-М.2-72.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Разработанный источник питания рекомендуется применять как при конструировании новых, так и при модернизации старых телевизионных приёмников.

Схемное решение блока питания соответствует современному уровню, а именно: применение специализированной микросхемы, использование мощного МОП-ключа.

Сравнительный экономический анализ показал, что разработанный блок питания обладает лучшими массо-габаритными показателями, более дешёвый. Применение подобных разработок на практике показало высокую надёжность этих устройств (это, например, обуславливает их применение в мониторах компьютера, где необходима длительная работа). Подобные схемные решения используются в последних разработках телевизоров ведущих западных фирм (например, фирма GRUNDIG).

РЕФЕРАТ

В дипломной работе представлена разработка блока вторичного электропитания мощностью 80 Вт для применения в бытовой радиоэлектронной аппаратуре. Блок выполнен на современной электронной базе (специализированная микросхема, мощный МОП-транзистор). Разработка предназначена для замены существующих блоков питания и модернизации парка телевизионных приёмников.

В организационной части представлена система планирования выпуска нового изделия с использованием сетевого графика. В экономической части представлен сравнительный анализ экономических критериев нового изделия и изделия-аналога (модуля питания МП3) и рассчитана годовая экономическая эффективность выпуска нового изделия.

В раздел “Охрана труда” выполнен расчёт защитного зануления цеха по намотке трансформаторов, а также предложены мероприятия по устранению вредностей данного производства и по защите от поражения током.

Последующие добавления

После сборки или ремонта блока питания на такой микросхеме одним из безопасных методов пуска является его тестирование при низковольтном напряжении.
   Например, для схемы, приведенной на рисунке ___ следует замкнуть резистор запуска R___ а вилку сетевого шнура следует подключить к регулируемому источнику постоянного напряжения 0…30 Вольт через резистор 470 Ом. Подключить осциллограф. Увеличить плавно напряжение источника питания до 18…20 Вольт для запуска микросхемы (м/сх запускается при 17, а работает при 12 Вольт). Осциллографом следует проконтролировать частоту и амплитуду выходных импульсов 20…50 кГц и 10 Вольт соответственно.

© При цитировании или копировании необходимо сделать ссылку на наш сайт. При коммерческом использовании следует придерживаться цивилизованных норм.
<<<<<
TO MENU
RadioTOP-рейтинг радиотехнических сайтов Last edition
5 July, 2002